双向DC-DC变换器在燃料电池能量管理中的应用
Q7）同时导通时，向高压侧负载传递能量，实现变换器的升压功能，而开关管Q1~Q4则没有驱动信号，只利用其反并联二极管D1~D4实现输出全桥整流。 3.2.2 控制方式
桥式直流变换器和逆变器一样，有双极性、单极性和移相三种控制方式。在桥式直流变换器中，移相控制方式易实现开关管的零电压（ZVS）开通，故在此讨论研究移相控制方式下的全桥直流变换器。 移相控制方式一个桥臂的两个开关管的驱动信号180度互补导通且中间有死区，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压。图2.2(b)中Q1、Q2的驱动信号超前于Q3、Q4一个相位，称Q1、Q2组成的桥臂为超前桥臂，Q3、Q4组成的桥臂为滞后桥臂。图2.2(a)中的开关管Q1~Q4上不仅有反并联二极管D1~D4，还有并联电容C1~C4，它们可以是开关管的结电容，或外加的小电容。C1~C4的作用是使开关器件在关断时其两端电压从零缓慢上升，实现软关断，减少关断损耗。在开关器件关断、开通过程中，电容C1~C4与Lr1谐振，使开关管在施加驱动信号开通时其两端电压已为零，从而实现零电压开通，无开通损耗。
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3.2.3 运行模式分析
为了使图2.2(a)电路工作原理的分析简明、清晰，假定： (1)所有功率开关管均为理想器件，忽略正向压降及开关时间； (2)所有电感、电容和变压器均为理想元件； (3)C1=C2，C3=C4；
(4)只要滤波电感Lf比较大，且Lf》Ln/n*n
图2.2(b)是该全桥变换器的充电模式时的主要工作波形，在一个开关周期中，共有12个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图2.2(c)只画出稳态工作时半个周期6个开关模态的等效电路，且未画出变压器输出电路。
模态1：t=t0时，Q1关断，电感Lr1电流达到最大值ip=Ip。由于电路有电感，等效电感L很大，电流ip变化不大，ip从Q1转到C1、C2。C1从零电压开始充电，实现了Q1软关断；C2放电。T=t1时，C1从零充电到V1，C2从V1放电到零，VAB=VCD=0，D2开始导电，创造了Q2的ZVS条件。副边经5D、D8整流输出。
3.2.4占空比损失的计算
观察图2.2(b)的逆变器输出电压VAB和整流桥输出电压VCD的波形，可知，在t2→t5和t8→t11期间，VAB≠0，VCD=0，这就造成，半个周期内整流桥输出电压VCD的占空比Deff小于逆变器输出电压VAB的占空比D，占空比有损
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失。
下面计算副边占空比effD和原边占空比D之间的关系[26][33~38]。为分析方便，忽略开关管并联电容充放电过程，则移相全桥直流变换器理论开关波形可进一步简化，见图2.3，图中给出了充电模式一周期内开关管斩波电压ABV、电感1rL上的电流pi波形和变压器副边整流输出电压CDV波形。由图2.3可见，由于变压器存在漏电感1rL，使占空比损失期间(25tt→和811tt→)，原边电流以斜率11/rVL上升，因此输出电压CDV占空比effD小于原边占空比D，D由超前臂和滞后臂开关管的驱动信号的相位差决定:
①原边占空比由移相控制决定； ②副边占空比Deef 充电模式时，变换器的电压增益(推导过程见第三章)为： V2/V1=Deef/n (2-8) 功率传输阶段，变压器高压侧漏电感电流最大值为Ip，最小电流为I1，此期间变压器提供充电电流Io，所以折算到高压侧的充电电流Io/n可以近似为高压侧电感电流的平均值。 为减少占空比损失，可减小电感Lr1，但是会影响实现开关管的ZVS开通。因此，要选取合适的电感Lr1。由于占空比的损失，为保证输出电压，必须减少变压器变比n，而变比的减小又带来新的问题：①原边电流增加，开关管峰值电流增加，通态损耗增加；②副边整流管耐压增加；③占空比损失增加。 15