第1章 绪论
离变压器的并网逆变器拓扑。高频隔离的并网逆变器的重量、体积和成本都有所降低。但是高频隔离的拓扑中，开关频率过高开关器件的损耗会增加。高频变压器的磁损耗也会随着频率的升高而增加。因此高频隔离逆变器的效率不高。可以考虑适当减小高频变压器的工作频率来提高效率。
1.3.3.3 无变压器隔离
图4(c)所示为非隔离型逆变器的拓扑。这种逆变器的拓扑结构由于没有隔离变压器，其效率可以更高，体积和重量小，成本更低。在这种结构中太阳能电池的正负终端和接地的框架之间形成寄生电容。太阳能电池板终端电压波动时，寄生电容上就会产生电流，这个电流称为漏电流。漏电流过大可能对人的安全产生危害，因此需限制漏电流。漏电流检测也是一项重要的故障指示信号。另外无变压器隔离型逆变器会引起直流电流注入到电网中。在各类并网标准中都对直流分量的最大限度进行了要求，一般不能超过 0.5%或 1%的额定电流。在这种拓扑结构中，减小漏电流和直流电流是非隔离型逆变器研究的重点。
1.4 本文的主要研究内容
在光伏发电技术日趋成熟的今天，多电平逆变电路已经成为逆变设备的首选结构，和传统的逆变电路相比多电平逆变电路主要有能够承受高电压、电压电流上升率低等优点。在众多的控制策略中，载波脉宽调制的调制波为正弦波，实现简单。本文选择单相四电平逆变器作为主要的研究对象，主要研究漏电流问题。
本文主要研究内容如下：
1.对太阳能光伏产业和多电平逆变器的发展前景进行了综述，深入研究了四电平光伏并网逆变器工作原理，并通过MATLAB／SIMULINK建立了仿真模型。
2.研究了四电平逆变器的工作原理，详细分析了多电平逆变器的拓扑结构和控制要求以及四电平逆变器的漏电流问题。
3.研究了传统的SPWM算法的原理和实现步骤，并建立了仿真模型进行分析。 4.在四电平逆变器并网控制方式上，采用电压外环与电流内环双闭环控制系统，实现了直流侧电压与网侧电流的控制。
5.通过MATLAB/SIMULINK 对四电平逆变器SPWM控制方式进行仿真，验证该方法的正确性和可行性。
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第2章 多电平逆变器的分析与设计
四电平逆变器是多电平逆变器基本的结构之一。它的结构简单，应用广泛，而且其控制策略也相对简单。四电平逆变器适合较大容量，高电压变频场合，开关器件工作在较低频率下可以获得较好的波形，因此，开关损耗相对较低，效率高，电路的电磁干扰问题大大减轻。综上所述，与传统的两电平逆变器相比，四电平逆变器具有以下优点：
（1）每个功率器件承受的电压值仅为直流侧母线电压的三分之一，因此使用更低耐压器件能够实现高压、高功率的输出和免除了动态电压回路；
（2）波形质量改善的同时降低了开关频率，因此开关损耗减少，实现系统的高利用率；输出电平数增多，输出电压波形得到改善，谐波总会量减少；
（3）和两电平相比电压变化率和电流变化率明显减少，提高系统抵抗电磁干扰的能力；
（4）输出端未使用变压器，系统的体积和的损耗大幅度减少。
2.1 多电平逆变器的拓扑分类
2.1.1 二极管箝位式多电平逆变器
图5a 所示为二极管箝位式单相三电平逆变器，每相桥臂有四个开关管、四个续流二极管和两个箝位二极管组成。在这个电路中，直流电压被两个串联电容分开成为三电平，改变开关管的状态，每一相能输出的电压为 Udc/2、0 和-Udc/2。开关管的状态如图表1所示，其中开关 s1 和 s1＇、s2 和 s2＇互补导通，s1 和 s2＇不能同时导通的。在逆变器工作的过程中，开关管上所承受的正向阻断电压均为 Udc/2。二极管 D1 和 D1＇的作用是将桥臂上与其相连点的电压箝位到直流电压源的中点电位上，故称之为二极管箝位型三电平逆变器。从表1中可以看出中间两个开关管的导通时间要比上下两个开关管的导通时间长一倍，所以由他们引起的发热量也大一倍。故在设计逆变器开关管的散热量时应以中间两个开关管为准。
图5b 为二极管箝位型四电平逆变器的一相桥臂，直流总线电压由三个电容串联进行分压，每个电容上的电压为总电压的三分之一。通过二极管箝位，每个开关器件上的电压都是 Udc/3。在逆变器六个开关中，有三对互补导通的开关对，分别为(S1，S1＇)、(S2，S2＇)和(S3，S3＇)。通过控制六个开关管的导通状态，此桥臂输出电
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第2章 多电平逆变器的分析与设计 压 Uao 为 Udc、2Udc/3、Udc/3 和 0。当 S1、S2 和 S3 导通时 Uao 为 Udc；当 S2、S3 和 S1＇导通时 Uao 为 2Udc/3；当 S3、S1＇和 S2＇导通时 Uao 为 Udc/3；当 S1＇、S2＇和 S3＇导通时 Uao 为 0；
表1 输出电压与开状态之间的关系 输出电压 Udc/2 0 -Udc/2 S1 1 0 0 S2 1 1 0 S1＇ 0 1 1 S2＇ 0 0 1 虽然每个开关器件上的电压都是一个电容上的电压，但箝位二极管的耐压却不相同。如当输出电压 Uao 为 2Udc/3 时，D1＇上的耐压就为 2Udc/3。如果每个二极管的耐压值一样，则需要串联两个二极管，同样 D2 处也应该串联两个二极管。如果逆变器电平数为 m，则单个桥臂所需要的箝位二极管数目为(m-1)*(m-2)。如果 m 值比较大，则需要更多的串联二极管，这很难实施。二极管箝位式多电平逆变器另外一个缺点是：串联的分压电容上的电压会不平衡，此时需要增加独立的中点电压校正模块或是选择合适的逆变器的调制策略来保持电容电压的平衡，如使用空间矢量时可以通过选择不同的冗余矢量，调整冗余矢量的作用时间，可以减小电容电压的不平衡。
图5 二极管嵌位式多电平逆变器
2.1.2 飞跨电容式多电平逆变器
电容箝位式多电平逆变器使用电容取代二极管箝位式多电平逆变器中的箝位二极管。图6(a)为电容箝位式单相三电平逆变器的电路框图，开关管 S1 和S1＇互补
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导通，S2 和 S2＇互补导通。通过改变开关管的导通状态如表2，输出电压 Uan 可以输出 Udc/2、0 和-Udc/2 三个等级的电压。其中电容 C1 上的电压通过输出电压为零时进行充电。
表2 输出电压与开状态之间的关系 输出电压 Udc/2 0 0 -Udc/2 S1 1 0 1 0 S2 1 1 0 0 S1＇ 0 1 0 1 S2＇ 0 0 1 1 图6(b)为电容箝位式 5 电平逆变器，通过控制开关管的动作如表3 所示，a 相输出电压 Uao 可以为 Udc/2、Udc/4、0、-Udc/2 和-Udc/4，共五个电压等级。从表 2.3 可以看出电容箝位式多电平逆变器的开关选择的灵活性更大。同一个输出电压可能由不同的开关状态得到。当选择的开关状态不同时，电路中电容的充放电的状态也不相同，存在电容电压不均衡的问题。在工作中为了保证电容上的电压的平衡必须选择合适的开关状态。
图6 电容箝位式多电平逆变器
当电平数量为 m 时，单相的电容箝位型 m 电平逆变器所需要的电容数为(m-1)个串联在直流总线上的电容和(m-1)*(m-2)/2 个用于箝位作用的电容，当电平数高时，所需的电容较多，而且箝位电容的成本高，封装困难。
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