武汉**大学2013届毕业论文
2?1?d?RL?LK2fRLVi2 ——————————（3.2.14）， ?2fVo220?31.42?0.118mH,当L
3.2.2 BOOST输出纹波分析
当BOOST变换器工作在CISM模式时，由电荷守恒可知，其输出纹波电压为：
CISMVpp?dTsIodVoV?Vi——————————（3.2.2）， ??oCRLCfRLCf由此可见，输出电压纹波随输入电压及负载电阻的增加而减少，但是与电感无关。
3.2.3 峰值电流控制的斜坡补偿设计[10][12][18]
由于峰值电流控制具有动态响应快、调节性能好、限流和过电流保护易于实
现，应用广泛，但是，峰值电流控制型的开关变换器抗噪声性能差，容易发生次谐波振荡，当d>50%,其开环不稳定，因此，需要加入斜坡补偿技术。
斜坡补偿是指将补偿信号叠加到反馈信号中去，在与比较器的另一路反馈信号相比较，从而控制开关管的导通比，这里的反馈信号有误差放大器的输出信号和电流信号，该系统中采用的是将补偿信号叠加到电流检测信号，控制开关管的导通比；利用UC3842的振荡器产生斜坡补偿信号，实现电路有三种：电阻补偿、阻容补偿及射极跟随器补偿。由于外加补偿器将会影响振荡器的工作，三种电路的影响程度各不相同，其中影响最小的算是射极跟随器，但是需要合理选择电阻、电容和NPN管，斜坡补偿原理图如图1：
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图1 斜坡补偿原理图
图2，图3分别是占空比小于50%、大于50%的峰值电流控制的电感电流波形。Ve是误差放大器输出的设定值，Io是扰动电流，Il为流过电感的电流，m1、m2分别是电感的上升沿和下降沿斜率。
从图中可以看出，当BOOST变换器的占空比小于50%的时候，扰动电流 Io引起的的电流误差比较小，占空比大于50%的时候，扰动电流引起的电流误差越来越大，电路的稳定性变差，图4为加入斜坡补偿后的电感电流波形，可以看出，加了补偿后，扰动电流引起的误差也变小了，电路的稳定性得到相应的改善。补偿前
?Il???Iom2m?m2，补偿后?Il???Io，对于占空比大于50%的电路中m1m?m1m?m2<1，即补偿斜率m>-0.5m2,通常选择电感电流的下降沿为补偿坡度，如m?m1图5所示。
图4 占空比大于50%的带坡度补偿的电感电流波形
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图5 m?m2时的电感电流波形
斜坡补偿设计步骤：
? 电感电流下降沿m2?diVout40V???0.04V/H； ?3dtL1?10H? 由示波器测得锯齿波的振荡幅度为1.6V～1.8V，取中间1.7V，则锯齿波
的斜率mosc?VTH?VTL1.7??0.08854Vus； T19.2? dmax?0.74，补偿系数M?m2d?1??0.32，取M=0.35； m22dR1mosc，这里R1?1.5K?,所以
R1?R2? m?Mm2?0.35?0.04?0.014;m?R2?7.99K?，取R2?8??;
? R1和C1组成前沿电流尖峰滤波电路，因此要求R1和C1的时间常数应比
开关管开通时寄生电容的放电时间?t大得多，一般为5倍，R1C1?5?t，所以C1=33nF;
? NPN选择增益比较大的9014管，尽量不影响振荡器的工作； 如图6、图7为最终的电路：
K1+BatF1Fuse 2VCCDC12VD3Diode 1N4148C3R6DC/DCRes2510Q28050R2100pF1150K5C533nFQ3R9Cap8K15KR11Res2800C60.1uFR10Res29014CT1682f=52KHz23U1VFBISENCMPENGNDUC3842PVCCOUTVREFRT/CT76845.09KC12R50.1uF20Q1IRF640D4FR307R7R31K10KRS1GND0.25GND1KRes SemiGNDC22.2nFGNDVCCC1047uFR4Res Adj220KGNDL11MHC1220pFD1CapD2MUR3020PT3300uF/50vMUR3020PTC72200uFC80.1uF1000uF/50vR11K/2wL2Inductor100uHC11C9BUSInductorRT1C40.1uFR8 图6 DC/DC变换器
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F1Fuse 2D1VCCRelay-SPDTD4Diode 1N4148C2R5DC/DC2205C533nFQ3R98K0.1uFR1115KRes2C69014R10800Res2CT1682f=52KHz100pFQ28050150KR2231U1VFBISENCMPENGNDUC3842PVCCOUTVREFRT/CT76845.09KC9R60.1uF20Q1IRF640D5FR304R7100K/1w10KRS10.25R3Res Semi1KC32.2nF10AVCCC1547uFR4Res Adj220KMUR3020PTC10Cap Pol24700uF/50vC11Cap Pol23300uF/50C7SineInACK1L11mH220pFC1InductorCap Semi0.1uFR11K/2wD2CapMUR3020PTD33300uF/50vL2Inductor100uHC122200uFC130.1uF1000uF/50vC8C14BUSRT1C40.1uFR8GND 图7 AC/DC变换器
3.3 基于UC3525的双路输出反激变换器辅助电源设计[16]
根据设计要求，系统的芯片供电要求分裂电源，UC3842的启动电压门限为18V，IRR2110驱动器的工作电压为15V,普通运算放大器的工作电压为?5V，最大电流不超过1A，因此，需要设计一款双路输出的辅助电源，其中输出最大的一路电压为18V，另一路为7V，输出最大电流为1A，则辅助电源总的输出功率为25W，满载为25?。
单极性开关电源的激励是一个单相方波脉冲电压，单端反激即属于此类。开关变换器工作时磁芯中磁通沿着交流磁滞回线的第一象限部分上下移动，变压器磁芯受单方向励磁，磁感应强度H从最大值Bm到剩余磁感应强度Br之间变化，如图3.3a所示：
图3.3a 磁滞回路曲线
3.3.1 隔离变压器设计【16】【18】
单管反激变换器工作于CCM模式时，存在较大的直流分量，很容易导致反激
变换器的变压器磁芯饱和，甚至导致开关管损坏。因此使用过程中，需要加入气隙，气隙的加入，使得磁滞回线的H轴倾斜，磁滞回线与B轴所包围的面积增加，变压器
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